电荷泵电路的设计背景和基本原理

0引言

高边功率开关是功率集成电路的典型电路之一。它是将驱动电路、控制电路与保护电路能够集成于一个芯片中，在一定程度上实现智能化的控制功能，将会大大降低芯片的设计难度并且提高其性能。而电荷泵电路则是其中必不可少的重要驱动电路。随着人们对便携式电子设备的消费需求越来越高，电子产品的高性能、低功耗、轻型化等要使得电源开关相关的芯片性能要求愈加提升，而对电荷泵电路的性能要求也随之越来越高。

智能功率开关将控制电路，保护电路，驱动电路以及一些外围接口与功率开关做成一体化的集成芯片。其中驱动电路就是本文所提及的电荷泵电路。智能功率开关分为高边功率开关和低边功率开关，高边与低边的差别在用作开关作用的MOS管接在电源端还是地端。根据不同的应用环境会选择不同的功率开关。

高边功率开关如图1所示，高压功率管NMOS起重要的开关作用，通过电荷泵驱动电路对功率MOS管的栅极进行充放电来控制其开启与关断。

电荷泵是一种电荷转移的方式进行工作的电路，在本文所研究的这款芯片中，电荷通过对功率管的栅电容进行周期性的充电，将栅电压逐渐提高到功率管的开启电压以上，从而保证芯片能够开启。由于电荷泵会对栅极进行持续的充电，因此栅极电压会充到电源电压以上，要一个钳位电路来限制栅极的最高电压，即电荷泵电路的输出电压。

1.1电荷泵电路的设计背景

本文设计的电荷泵电路是应用于一款电源电压工作范围为4.7~52V的高边功率开关电源芯片。本文中取40V为例进行设计，为了使得功率开关管在供电电源为40V时依旧可以正常工作，则电荷泵电路要将驱动电压抬升至40V以上。

1.2电荷泵电路基本原理

电荷泵是一种DC/DC的电压转换电路，在实际应用中电荷泵可以将输入电压的相位反转即正电压输出为负电压，或者将输入电压的大小增大甚至翻倍。电荷泵的原理是通过对内部电容的周期性的充放电，利用电容电压不能突变的原理实现对输入电压大小和相位的控制，因此将这种电路称为电荷泵变换器。

电荷泵的基本原理电路如图2所示，该电路的核心是两个电容、一个反相器和四个开关组成。开关的关断与开启由电荷泵前级电路输入的周期变化的方波信号与反相器控制，且开关状态总是成对出现。控制信号在第一个高电平时，S1开关和S2开关闭合、S3开关和S4开关则会因为反相器而断开，此时，图2中左边的回路就会导通，输入电压U1开始对电容C1进行充电，靠近S1端为正电压；在控制信号为低电平时，开关状态相反，即S1开关和S2开关断开、S3开关和S4开关闭合，此时图2中的左侧回路关闭而右侧回路开启，电容C1向C2放电，电荷就会存储在电容C2的内部，其两端的电压差值将会达到U1，且靠近开关S3端是正电位，而由于电容C2上极板接地，则输出电压U0的电压为-U1。由此可以得到与输入电压极性相反的输出电压。之后下一个周期的方波信号来临，高电平时，S1开关和S2开关再次闭合、S3开关和S4开关再次断开，输入电压U1又一次向电容C1进行充电，之后方波低电平，和之前相同，S1开关和S2开关断开、S3开关和S4开关闭合，在原本C2中就存储电荷的情况下，C1继续向C2放电，C2极板的电压就会升高。以此类推，假如控制信号以高频率方波输入，则通过C1和C2的电压转换可以在输出端得到持续输出的负电压。

虽然电荷泵能够实现电压变换，但从原理上可以理解其输出电压始终处于动态的变化之中，且电容的充放电过程中会有输出电流，电压转换过程中会出现能量损耗。因此设计一个所需的电荷泵电路的终点就在于克服这些因素。

经过对原理的分析以及相关知识的理解，经过多次尝试后，最终得到的图3即为所设计的电荷泵实际电路图。

在图3所示的电路中，VDD为输入电源电压，Vn和Vp是由电荷泵前级振荡器电路产生的固定频率方波电压，二者频率相同但相位相差180°，Vlogic为控制电压，该电压为高时电荷泵工作，为低时电荷泵关断，GND为地电位；图中右侧输出一侧中，Q9即为电荷泵电路驱动的功率MOS开关管，Vgate为电荷泵输出电压，负责连接被驱动功率管的栅极，OUT端为功率管的源极输出电位。

图3中，Q1、Q2、Q3组成电流镜电路，当Vlogic为高电平时，Q1所在的支路导通，为Q2、Q3供应合理的栅极电压，当Vp为高电平时，Vn为低电平，则NMOS管Q5导通、Q6关断，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5组成的充电回路导通，对C1和C2电容进行充电，若忽略Q3、D1、Q5上的压降，则VDD和GND之间分担电压的只有C1和C2两个电容，若二者容值相等，则C1右极板处的电压在充电后会被抬升至0.5VDD；接下来Vp变为低电平时，Vn变为高电平，则NMOS管Q6导通、Q5关断，充电回路关断，同时忽略Q2电压，则C1左极板电压被瞬间抬升至VDD，因为电容电压不能突变，则C1右极板处的电压也会被抬升至1.5倍的VDD，实现了电压抬升的效果。之后Vn、Vp反复导通、关断，逐级抬升C1右极板处电压。但是因为输出的Vgate端支路上接着由二极管D3~D8和二极管连接的NMOS管Q8组成的反偏二极管链，使得输出处的Vgate电压最高只能比VDD高出固定数值的电压，进一步抬升时这些反偏二极管就会导通，使得Vgate处电压不会过高，以确保主功率管的栅极不会被过高的电压击穿，同时使得主功率管在正常工作时处于线性区。因为存在这样的一个保护电路，在逐级抬升至比VDD高出一定数值的电压后，Vgate会稳定在一个电压值对功率MOS管Q9进行驱动，关于本文以40V为例的情况，所涉及的电压值约为42.5V。当该电荷泵电路应用于不同的电路情况时，所需的最终输出的稳定电压值也不尽相同，而这个最终稳定的输出电压和电源电压之间的差值，可以通过调整二极管链中每个管子的参数或管子的数量而得到。

当Vlogic电压为低时，则Q1所在支路关断，同时经过反相器后连接到NMOS管Q7栅极的电压为高，使得其导通，将Vgate处电压迅速拉低。

此电荷泵电路被应用于一款电源电压工作范围为4.7~52V的高边功率开关电源芯片，基于0.35μm的BCD工艺。本文以40V电源电压，前级输入的方波频率0.5MHz为例，经过Hspice软件进行仿真，得到的仿真结果如图4所示。

通过图4的整体仿真波形可以看出，当电荷泵的开启电压Vlogic为高，电路开始工作后，输出电压Vgate迅速抬升，在48μs的时候将电压抬升至高于电源电压40V的42.56V，并且之后基本稳定在这个数值不会更高，而当开启电压Vlogic关断时，输出电压迅速拉低，整个电路进入关断状态，直到Vlogic重新拉高，才开始再一次工作。

以上是3ms的整体仿真波型，而图5则是60μs内的仿真波形，经过放大可以看出电荷泵输出电压的逐级抬升过程。

可以看出，当输入的开启电压Vlogic高于开启阈值后，电荷泵电路开始工作，根据之前的原理图可以看出，随着两个相位相反的方波逐渐输入，电容不断地充放电，电路输出端Vgate开始一次次阶梯状升压，在M0点，即31.08μs后输出端的电压Vgate达到电源电压40V，之后继续抬升，最终从启动经过了48.20μs之后，输出电压达到了42.69V并趋于稳定，之后略有抬升但幅度很小，最终稳定的电压为42.78V且不会过高，这是由于二极管D3~D8和二极管连接的NMOS管Q8组成的反偏二极管链起到了过压保护的功能。根据以上仿真波形可以看出，从启动到电压基本稳定共需48~50μs。

同时在调试仿真的过程中观察到，电荷泵抬升所要的时间和输入方波的频率具有一定相关性，经过多次仿真测试，在电路其他参数保持不变的情况下，得到前级输入的方波频率和输出电压抬升时间之间的关系如表1所示。可以根据实际工艺水平、工作环境等需求，计算出前级震荡器所能输出的最终频率，根据此表可以得出对应的输出电压抬升时间。

本文讨论了电荷泵技术的原理，并根据该原理设计出了一种能够快速抬升输出电压至电源电压以上一定值的电荷泵电路结构。该电路可以很好得工作于一款基于0.35μm、BCD工艺的电源电压工作范围为4.7V~52V的高边功率开关电源芯片。本文设计完成后，经过Hspice软件进行了相关仿真，印证了该电路设计的正确性。同时由于工艺温度等条件的不同，实际输入方波能达到的稳定频率并不一定，因此本文还总结了不同输入方波频率与输出电压抬升时间之间的关系。该电路同样可以适用于其他功率开关驱动电路。

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