钜大LARGE | 点击量：1906次 | 2020年02月26日
IGBT在逆变电路中的测试与仿真，IGBT逆变器缓冲定律
IGBT在逆变电路中的设计与仿真：1.前言
全侨式逆变电路应用广泛，国内外许多厂家的焊机都采用此主电路结构。全桥式电路的优点是输出功率较大，要求功率开关管耐压较低，便于选管。在硬开关侨式电路中，IGBT在高压下导通，在大电流下关断，处于强迫开关过程，功率器件IGBT能否正常可靠使用起着至关重要的作用。
驱动电路的作用就是将控制电路输出的pWM信号进行功率放大，满足驱动IGBT的要求。其性能直接关系到IGBT的开关速度和功耗、整机效率和可靠性。随着开关工作频率的提高，驱动电路的优化设计更为重要。
2.硬开关全桥式电路工作过程分析
全桥式逆变主电路由功率开关管IGBT和中频变压器等主要元器件组成，如图1所示快速恢复二极管VD1~VD4与lGBT1～IGBT4反向并联、承受负载产生的反向电流以保护IGBT。IGBT1和IGBT4为一组，IGBT2和IGBT3为一组，每组IGBT同时导通与关断，当激励脉冲信号轮流驱动IGBT1、IGBT4和IGBT2、IGBT3时，逆变主电路把直流高压转换为20kHz的交流电压送到中频变压器，经降压整流滤波输出。
符合Exic IIB T4 Gc防爆标准
充电温度：0~45℃
-放电温度：-40~+55℃
-40℃最大放电倍率：1C
-40℃ 0.5放电容量保持率≥70%
图1全桥式逆变电路
全桥式逆变器的一大缺陷就是存在中频变压器偏磁问题，正常工作情况下，功率开关器件在工作前半周与后半周导通脉宽相等，饱和压降相等，前后半周交替通断，变压器磁心中没有剩磁。但是，如果IGBT驱动电路输出脉宽不对称或其他原因，就会产生正负半周不平衡问题，此时，变压器内的磁心会在某半周积累剩磁，出现单向偏磁现象，经过几个脉冲，就可以使变压器单向磁通达到饱和，变压器失去作用，等效成短路状态。这对于IGBT来说，极其危险，可能引发爆炸。
桥式电路的另一缺点是容易产生直通现象。直通现象是指同桥臂的IGBT在前后半周导通区间出现重叠，主电路板路，巨大的加路电流瞬时通过IGBT。
针对上述两点不足，从驱动的角度出发、设计的驱动电路必须满足四路驱动的波形完全对称，严格限制最大工作脉宽，保证死区时间足够，
3.IGBT的开关过程动态分析
IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件，其驱动与MOSFET驱动相似，是电压控制器件，驱动功率小。但IGBT的栅极与发射极之间、栅极与集电极之间存在着结间电容，在它的射极回路中存在着漏电感，由于这些分布参数的影响，使得IGBT的驱动波形与理想驱动波形产生较大的变化，并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。
IGBT开关等效电路如图2a所示。E是驱动信号源，R是驱动电路内阴，Rg为栅极串联电阻Cge、Cgc分别为栅极与发射极、集电极之间的寄生电容，Le是射极回路漏电感，用电感L1与二极管VD并联作为负载。
图2IGBT开通波形
IGBT开通波形见图2b。T0时刻，IGBT处于关断状态，栅极驱动电压开始上升，Uge的上升斜率上要由Rg和Cgc决定，上升较快。到t1时刻。Uge达到栅极门槛值（约4~5V），集电极电流开始上升。导致Uge波形偏离原有轨迹的因素主要有两个：一是发射极电路中分布电感Le的负反馈作用；二是栅极-集电极电容Cgc的密勒效应。t2时刻，Ic达到最大值，集射极电压Uce下降，同时Cgc放电，驱动电路电流增大，使得Rg和R上分压加大，也造成Uge下降。直到t3时刻，Uce降为0，Ic达到稳态值，Uge才以较快的上升率达到最大值。
IGBT关断波形如图2c所示。T0时刻栅极驱动电压开始下降，到t1时刻达到刚能维持Ic的水下，lGBT进入线性工作区，Uce开始上升，对Cgc、Cge充电，由于对两个寄生电容的耦合充电作用，使得在t1~t2期间，Uge基本不变。在t3时刻，Uce上升结束，Uge和Ic以栅极-发射极间固有阻抗下降为0。
通过以上分析可知，对IGBT开通关断过程影响较大的因素是驱动电路的阻杭、Le和Cge。因此在设计驱动电路的时候，应选择Cgc较小的IGBT，并通过合理布线、选择合理电阻等方法改善开通与关断的过程。
4.IGBT的实用驱动电路设计和实验结果
对于硬开关触发方式的全桥逆变器，四路驱动电路完全相同，但是各路之间在电路上必须相互隔离，以防干扰或误触发四路驱动信号根据触发相位分为两组，相位相反。图3为一路栅极驱动电路，整流桥B1、B2与电解电容C1、C2组成整流滤波电路，为驱动电路提供+25V和-15V直流驱动电压。光耦6N137的作用是实现控制电路与主电路之间的隔离，传递pWM信号。电阻R1与稳压管VS1组成pWM取样信号，电阻R2限制光耦输入电流。电阻R3、R4与稳压管VS3、VS4分别组成5.5V光耦电平限幅电路，分别为光耦和MOSFET管Q3提供驱动电平。Q3在光耦控制下，工作在开关状态。MOSFET管Q1、Q2组成推挽放大电路，将放大后的输出信号输入到IGBT门极，提供门极的驱动信号。当输入控制信号，光耦U导通，Q3截止，Q2导通输出+15V驱动电压。当控制信号为零时，光耦U截止，Q3、Q1导通，输出-15V电压，在IGBT关断时时给门极提供负的偏置，提高lGBT的抗干扰能力。稳压管VS3～VS6分别对Q2、Q1输入驱动电压限幅在-10V和+15V，防止Q1、Q2进入深度饱和，影响MOS管的响应速度。电阻R6、R7与电容C0为Q1、Q2组成偏置网络。其中的电容C0是为了在开通时，加速Q2管的漏极电流上升速度，为栅极提供过冲电流，加速栅极导通。
图3栅极驱动电路原理
IGBT栅极耐压一般在±20V左右，因此在驱动电路的输出端给栅极加电压保护，并联电阻Rge以及反向串联限幅稳压管，如图4所示。
图4栅极保护电路
栅极串联电阻Rg对IGBT开通过程影响较大。Rg小有利于加快关断速度，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。根据本设计的具体要求，Rg选取4.7。
栅极连线的寄生电感和栅极与射极间的寄生电容耦合，会产生振荡电压，所以栅极引线应采用双绞线传送驱动信号，并尽可能短，最好不超过0.5m，以减小连线电感。
四路驱动电路光耦与pWM两路输出信号的接线如图5所示。
图5四路驱动电路光耦与pWM的两路输出信号的接线
实验波形如图6所示。图6a是栅极驱动四路输出波形。同时测四路驱动波形时，要在未接通主电路条件下检测。因为使用多踪示波器检测时，只允许一只探头的接地端接参考电位，防止发生短路烧坏示波器。只有检测相互间电路隔离的电路信号时，才可以同时使用接地端选择公共参考电位。图6b是IGBT上集-射极电压Uce波形。由于全桥式逆变电路中IGBT相互间的电路信号是非隔离的，不能用普通探头进行多踪示波，该电压波形是用高压隔离探头测得，示波器读数为实际数值的1/50。由波形可知，lGBT工作正常。在桥式逆变电路中影响Uce波形的，除驱动的影响外还有其他多种因素，在此不多做阐述。由实验结果可知，该驱动电路能使主电路安全工作。
图6实验结果波形
5.结论
针对全桥逆变电路，用分立元件设计出IGBT模块的驱动电路。四路驱动波形严格一致，相位精确，栅极信号前沿陡峭。实验果表明：研制的驱动电路完全符合IGBT的驱动要求，能够使IGBT可靠工作，具有一定的实用价值。
igbt逆变器缓冲定律：1引言
缓冲电路也称为吸收电路，它是大功率变流技术中必不可少的组成部分。
缓冲电路的主要作用是用来控制IGBT等功率器件的关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压，减少开关损耗。充分利用IGBT的功率极限。
应该指出，缓冲电路之所以可以减小功率器件的开关损耗，是因为将开关损耗从器件本身转移至缓冲器上，目的是使功率器件坦耗减少，保证安全工作，但总的开关损耗并来减少。
2IGBT缓冲电路的特点和类型
IGBT缓冲电路和传统GTR缓冲电路特点不同，主要表现在：①IGBT的安全工作区范围较大，缓冲电路不需要保护抑制那种伴生达林顿GTR的二次击穿超限，，只需控制瞬态电压。②一般应用中，IGBT的工作频率比达林顿GTR的工作频率要高得多，在每次开关过程中缓冲电路都要通过IGBT或自身放电，造成总的开关损耗较大。
设计IGBT缓冲电路应考虑的因素主要有：功率电路的布局结构、功率等级、工作频率和成本。
图1所示为3种通用的IGBT缓冲电路。图la所示缓冲电路由一个无感电容并在IGBT模块的Cl和E2之间。这种缓冲电路适用于小功率等级，对抑制瞬变电压非常有效且成本较低。随着功率级别的增大，这种缓冲电路可能会与直流母线寄生电感产生振荡。缓冲电路图lb可以避免这种情况，该缓冲电路中的快恢复二极管可箝位瞬变电压，从而抑制谐振的发生。这种缓冲电路的RC时间常数τ应设为电路开关周期的1/3左右，即：τ≈T/3=1/（3？）。但是，在功率等级进一步增大的情况下，图lb型缓冲电路的回路寄生电感则变得很大，以至于不能有效地控制瞬变电压。这种大电流电路可采用缓冲电路图lc，该型缓冲电路既可有效地抑锏振荡而且还具有回路寄生电感较小的优点，缺点是成本较高。在超大功率电路中，为了减小缓冲电路中二极管的应力，可以采取图la，c型缓冲电路同时使用的方法。
图1通用IGBT缓冲电路图2所示为图lc型缓冲电路的典型关断电压波形。图中起始电压的尖峰（△V1）是由缓冲电路的寄生电感和缓冲二极管的正向恢复联合引起的。如果缓冲二极管采用与IGBT匹配的快恢复二极管，则该电压尖峰主要取决于缓冲电感Ls，在此情况下，可估算出△V1为
V1=Lsdi/dt（1）
式中Ls缓冲电路的等效寄生电感
di/dt关断瞬间或二极管恢复瞬间的di/dt
在典型的IGBT功率电路中，最严重情况下的di/dt接近0.02Ic/ns。如果△V1的限制已确定，则可用di/dt值来估算缓冲电路允许的最大电流为400A，△V1限定为100V，则最差情况下的di/dt约为
di/dt=0.02400=8A/ns
用（1）式解得：Ls=△V1/di/dt=1008=12.5nH
通过上面计算我们可以得知大功率IGBT电路必须有极低电感量的缓冲电路，否则将不能很好的抑制瞬变电压。
图2采用缓冲电蘑的典型关断电压波形
在设计缓冲电路时，应考虑到缓冲二极管内部和缓冲电容引线的寄生电感。利用小二级管和小电容并联比用单只二极管和单只电容的等效寄生电感小，并尽量采用低感或无感电容。另外，缓冲电路的设计应尽可能近地联接在lGBT模块上。以上措施有助于减小缓冲电路的寄生电感。
图2所示的关断初始浪涌电压之后，随着缓冲电容的充电，瞬态电压再次上升，第二次上升峰值电压△V2是缓冲电容和直流母线寄生电感的函数。可以用能量守恒定律来确定△V2。
式中Lp母线寄生电感
i工作电流
C缓冲电容值
△V2缓冲电压峰值
如果已确定△V2的限定值，则对给定的功率电路可用式（2）确定缓冲电容的数值
实际的功率电路设计中可采用以下措施来减小所需电容值：①采用平板式汇流母线，正负极重叠在一起，中间用隔缘板隔开，以获得最小母线寄生电感；②因为C值与关断电流的平方成正比，所以采取必要的限流技术采限制功率电路的最大电流；③因为C值反比于△V2的平方，所以若允许△V2与IGBT的VCES之间有一定的裕度则可使缓冲电容值明显减小。
表l给出一组缓冲电路推荐设计值，其中主母线电感为表中设定的目标值，并设定di/dt=0.02Ic/ns，过冲电压△V1=100V。以这组数值为参考可以为缓冲电路设计提供方便。
