基于耗尽型工艺设计的锂离子电池充电保护电路

目前，随着便携式电子产品的正向轻量化、超小型化，锂离子电池得到了广泛应用，比较常见的正极材料为钴酸锂和锰酸锂的锂离子电池，还有磷酸铁锂离子电池和磷酸铁锰电池等。锂离子电池以其能量高、寿命长、无记忆性、无污染等特点在电池行业名列前茅。但是锂离子电池和其他很多类型的电池相同也很容易出现过充电、过放电等现象，这些情况对锂离子电池更容易造成损害，从而缩短使用寿命。所以要求锂离子电池充电应具有一级保护功能。

国内目前还出现这种电池保护的核心技术，本文设计了一种锂离子电池充电保护电路，此保护电路的电压、电流源基于耗尽型工艺设计，便于实现低功耗。另外此保护电路的供电电压来源于电池电压，所以要求此保护芯片在电池电压变化范围（1~8V）内正常工作。本文设计的保护电路以低功耗、高精度、高能量密度、高内阻、高安全性等特性脱颖而出，因此这种锂离子电池保护电路的应用得到了普及。

1系统结构的设计

此芯片是单节电池的保护电路并且过电压、过电流的检测延迟时间是可改变的，其系统设计框图如图1所示，芯片设计VDD、VSS、Dp、CO、DO、VM6个引脚。通常情况下，即电池没发生过充电、过放电事件时，CO、DO都为高电平，Dp端子悬空，图1中右半部分的6个MOSFET是耐高压管。

工作原理是通过监视连接在VDD和VSS之间的电池电压及VM和VSS之间的电压差控制充电器的充电和放电。

1.1通常状态的设计

如图1所示，通常状态下，即电池电压在过放电检测电压（VDL）以上且在过充电检测电压（VCU）以下，VM端子的电压在充电器检测电压（VCHA）以上且在过电流1检测电压以下的情况下，设计振荡器模块不工作，充电控制用MOSFET和放电控制用MOSFET的两方均打开。这时可以进行自由的充电和放电。

1.2过电压检测的设计

当电池出现过充电时，过充比较器跳变，过充电检测电压VCU从H变成L,经过过充电检测延迟时间后，禁止电池充电。同时，电路的输出TCU为H,经过一个反馈电路使过充电比较器的输入电压升高，所以电池电压必须下降更多才能使比较器输出变为H.这就实现了过充电滞后电压的设计过程。

当电池过放电时，过放电检测电压VDL从H变为L,经过时间TDL后，禁止电池放电。此时，通过0V充电禁止模块使VM升高，从而五个比较器的使能端SD跳变为无效状态，此时电路中的五个比较器都不工作，而且振荡器也不工作，电路进入休眠状态。当VM降低使SD再次发生改变时，电路解除休眠状态。休眠状态的电流不能超过100nA。

1.3过电流检测的设计

当VM端子电压大于过电流1检测电压，并且这个状态在过电流1检测延迟时间以上时，关闭放电用的FET从而停止放电。

当VM端子电压大于过电流2检测电压，并且这个状态在过电流2检测延迟时间以上时，关闭放电用的FET从而停止放电。

通过不同环形振荡器的振荡频率，调整过电流的检测延迟时间的长短，可及时停止放电。

2关键电路的实现

本文从低功耗、低成本、宽工作电压范围等考虑，提出基于耗尽型工艺的独特设计方法。

基准电压源电路、过充过放迟滞电路、0V充电禁止电路、振荡器电路在整个芯片中起到关键的用途。其中多处的基准电压源电路分别为各比较器供应合适的参考电压和为振荡器供应合适的起振电压，并且使比较器和振荡器工作在弱反型区。此处不对各基准电压源的具体数值单独分析，只对其原理作详细的分析。

2.1基准电压源电路

传统基准电压源电路由带隙基准电路、带隙基准启动电路、比较器电路和电阻分压网络组成。

但本文的电源电压有时工作在2V,此时传统的带隙基准电路由于电源电压太低而无法工作在正常的区域；整个片子要求的功耗非常小，若采用传统的带隙基准电路功耗会过大。本文提出了更加有效的办法，用耗尽型工艺取代了原始的BiCMOS工艺。

电路如图2所示，M84为耗尽型管子，其阈值电压是可调的。在版图设计中M84单独设计在一个隔离层中，防止其他器件的干扰。

该电路是具有负反馈功能的基准电路，出现基准电压Vbd、Vb1、Vb2.因为电源在非正常情况下波动范围很大，所以电容C的用途是使电路对电源波动太大时不敏感；SD是电路工作的使能端，低电平有效；R22、R21、R25构成负反馈网络，R23、R24构成分压电路。

当耗尽型MOS管M84工作在线性区时，由于VGS84=0,则M84为一个电阻，M81和M82将处于饱和区工作，输出电压可以负反馈回来从而稳定输出。

其推导公式为：

当耗尽型MOS管M84工作在饱和区时，VGS84=0,M84为一个恒流源，所以VGS82恒定，即Vbd不变，从而输出Vb1、Vb2也保持不变。其中Vbd、Vb1、Vb2分别为过充电、过放电比较器供应基准电压，并且为延时出现电路供应偏置电压。其推导公式为：

要使式（7）等于式（10）,即无论M84工作在什么区域VGS82都不变，则：

所以可以通过调节M84和M82的宽长比（W/L）使之满足式（11）,使VGS82保持恒定；通过调小管子的阈值电压（调节管子的掺杂浓度）来减小基准电压源的电流从而减小功耗。采用0.6μm、n阱的CMOS工艺在Hspice中仿真的结果如图3所示。

2.2过充电、过放电迟滞电路

为了更快地解除过充电、过放电状态，图1中过充电、过放电比较器的输入差分电压须随电源电压的改变而改变，当电池过充或过放时，输出电压随电源电压变化的比例不同，因此设计出图4所示的迟滞电路。

由图4可知，通过控制TCU和TDL的开关来控制MN1和Mp1的导通与关断，达到调节点IN_CON和IN_ODp电压大小的目的，以实现迟滞效应。当输出信号在和过充比较器和过放比较器相比较时，比较基准电压不变，计算过充电、过放电的迟滞电压分别为：

由式（12）和（13）可知，根据具体设计要求的不同，调节R26、R27、R28、R29、R30和R31的大小及比例关系以达到实现不同迟滞电压的目的。

2.30V电池充电禁止电路

当电池电压低于一定值时，使CO输出为低电平从而禁止充电器对电池进行充电。在此过程中因为VDD比较低VM会变得很负，所以VDD和VM之间易形成很大的电流，则VDD到VM之间的每一条支路上要有比较大的电阻。采用如图5所示的电路来控制CO的电压和VDD到VM之间的电流。

图5中M1、M2、M3、M4、Rl和R2组成的电路完成电平转换功能，抑制功能重要由M5、M6和R3完成，M7、M8、M9、M10和R4组成的与非门在电平转换功能和0V抑制功能之间进行选择。电路要将逻辑低电平转化为与VM相同的电位。而VM的电位有可能很负，在电路转换瞬间，VDD和VM之间的高电压很容易将普通的MOS管击穿，基于此，本电路的所有管子都采用高压非对称管。

0V电池抑制功能发生在充电过程中，此时，IN_LCB=0,IN_LC=1,VA为高电平。当电池电压VDD在1.2V左右时，就认为它是内部短路。在这种情况下充电，充电电流一定很大，导致VM的电位下降很大，VDD的下降使M5关闭，VM的下降使M6导通，从而VB由低电平转化为高电平（此时的VDD电压为0V电池充电禁止电压V0INH）,CO电位因此接近VM电位。

模拟结果如图6显示，在VDD降到1V以下时，CO端输出与VM相同的电平，关断充电回路，实现0V电池充电禁止功能。

3芯片的测试结果

采用0.6μm、n阱的CMOS工艺，芯片的电特性参数测试结果如表1所示。其中T表示温度，在没有特殊说明的情况下均为T=25℃。表1表明所设计的芯片满足宽的电压工作范围、宽的温度工作范围和低功耗的特点。

表1CMOS芯片的电特性

4结语

本文介绍了单节锂离子电池的充电保护芯片的功能原理，详细分析了基于耗尽型工艺的关键电路设计原理，重点分析了基于耗尽型工艺的低功耗基准电压源的设计，测试结果显示所设计的芯片满足低功耗、低成本、宽工作电压范围的要求，可用于便携式电子产品和医疗测试仪器的锂离子电池的一级保护。