双晶体管正激有源钳位软开关电源的设计

0引言

现在世界资源短缺，各国政府及社会各界越来越要求节能降耗。我国政府也正秉持这一国际化趋势的理念在不断迈进，这一趋势在未来几年还会加速，这势必为响应这一国际趋势的科技型公司带来巨大的机遇。同时对技术薄弱的电源公司就是一个巨大的考验。在电源行业来讲，这几年大家一直致力于80pLUS的产品研发，时至今日，这项技术在大的公司已经得到普及。接下来的方向就是如何来达到85pLUS的要求。这关于一般的适配器或高电压直流输出的电源来讲没有什么问题，大家很容易就可以实现。但是关于一般的pC电源或服务器电源这种带多输出中低直流电压的电源来讲，要达到85pLUS就不这么容易了。电源目前常见的几种可以实现高效率的电路拓扑来讲，单晶体管有源钳位技术现在有很多厂商推广，但是目前使用情况还是不太普及，全桥零电压开关的技术也有人使用，也同样没有得到广泛普及。现今在大的电源使用上大家最常用的就是双晶体管正激，目前很多厂商从300W～1200W的范围都有使用，同时可以满足80pLUS的要求，但是目前要作到85pLUS就很难，不进行一些技术变更几乎不可能。基于目前的情况，本文介绍一种利用有源钳位技术在双晶体管正激上实现软开关的设计方法，并给出实际的设计案例及实验结果。

1体管正激有源钳位软开关的工作原理

双晶体管正激有源钳位软开关主电路如图1所示。

参阅图2至图7，详细讲述双晶正激有源钳位开关电源的工作过程如下：

1)功率传输阶段(t0～t1)，如图2所示，该阶段第一主开关管VT1和第二主开关管VT2同时导通，而钳位开关管VTR1处于关断状态。加在变压器上的输入电压使励磁电流线性上升，初级向次级经变压器传输能量。次级VD1导通，VD2截止，L1上的电流线性上升，整流滤波后供给负载RL。在此条件下VD1和VD2刚好ZVS下导通，因其体二极管先前已经在导通状态(如图6所示)

2)谐振阶段(t1～t2)，如图3所示，在占空比的控制下，第一主开关管VT1和第二主开关管VT2在t1时刻同时关断，变压器磁芯极性反转。因输入电源和变压器的励磁电感的用途给VT1和VT2的寄生电容COSS1，COSS2充电，由于电容电压不能突变，第一主开关管VT1和第二主开关管VT2在ZVS状态下关断。同时变压器的励磁电流开始给钳位开关管VTR1的寄生电容COSS放电，经VTR1的体二极管给钳位电容CR1充电。次级VD1截止，VD2导通，L1经过VD2续流继续给负载RL供电。

3)有源钳位阶段(t2～t3)，如图4和图5所示，在亡2时刻钳位开关管VTR在ZVS状态下开启，由于VTR1的体二极管先前已开通，VTRl的UDS电压很低。钳位开关管VTR1在整个阶段处于开通状态，变压器励磁电流经过钳位开关管VTR1继续给钳位电容CR1充电，钳位电容CR1充满以后经变压器励磁电感放电。次级在整个阶段由L1续流经VD2给负载供电，VD1截止。

4)谐振阶段(t2～t4)，如图6所示，t3时刻钳位开关管VTR1在ZVS状态下关断(VTR1的寄生电容使电压不能突变)，由于变压器初级电流仍然反向流动，磁芯极性反转，使第一主开关管VT1和第二主开关管VT2的寄生电容COSS放电，在t3后VD1导通，VD2截止；然后其主开关管的体二极管导通把能量全部送回输入电源与负载，变压器磁芯完成磁复位。此时主开关管VT1和VT2的UDS电压为零，t4时刻同时开启第一主开关管VT1和第二主开关管VT2做到ZVS导通。在t4完成后，开关周期又返回到t0～t1的状态。

其中t1～t2和t3～t4的谐振时间是实现零电压开关的关健，可以调节使零电压开关做到最佳。

本文介绍的双晶体管正激有源钳位开关电源同时拥有单晶正激有源钳位和双晶正激两者的优点，适合于高压中大功率应用，并且磁芯得到有效的复位，磁芯利用率得到提高，占空比可以超过0．5，甚至可以达到0．7。假如输入电压为380V，占空比在0．7时，主开关管反压也才634V左右，在高电压应用中有较大的好处，做到了零电压开关，效率比双晶正激有较大的提高，同时也减少了EMI的干扰。而次级波形无死区时间，适合采用自驱动同步整流，对低电压大功率输出有很大的好处，频率也可以相应的提高，可节省磁芯材料，减小体积，初次级开关管的电压应力也相应减小。

双晶正激有源钳位软开关电源还有另一种结构，如图8所示。其结构与图1所示的双晶正激有源钳位软开关电源基本相似，只钳位开关管VTR3以及钳位电容CR3设置在副边，钳位电容CR3一端与变压器的同名端相连，另一端与钳位开关管VTR3的D极相连，钳位开关管VTR3的S极与变压器的异名端相连，请参阅图8。其工作原理同在初级钳位相差不多，这里不再讲述。

2实际波形结果

我们实际用一般双晶体管正激的产品经过改进，将其调整为上述的有源钳位方式，其实际的双晶体管工作波形如图9～图12所示。

从以上实际的波形来看，两个晶体管的UDS电压比原来的硬开关低了不少，有利于设计中选择MOSFET开关管，同时选择相同规格的材料其电压余量提高不少，新增了产品可靠度。另外从图中我们很明显的可以看出在MOSFET的导通与关断基本是零电压导通与关断，降低了开关损耗。同时对电磁兼容也有很大的好处。

图13为次级变压器+12V输出绕组波形。

从这个波形图我们可以看到正向电压39V，负向电压26V，占空比为0．42。所以次级整流部分的组件耐压可以比原本的规格降下来很多，这对效率提升有很大的好处。

3结束语

本文介绍的线路目前已经在实际运用中得到验证，它充分体现了文中讲述的几个优点，关于材料选用余量，产品效率提升起到了很大的好处。运用这个线路做的大功率服务器电源1000W实例目前不仅满足了80pLUS银牌的标准，再在二次输出整流及材料选择上稍加改善，完全可以达到金牌的标准。所以此线路可让广大电源设计者在线路选择上多一个有益的方法。