开关电源的高性能电压型PWM比较器设计

引言

随着科学技术的迅猛发展，电器设备日新月异，趋向小型化、低功耗、高效率，使开关电源需求日益增大，对电源的要求越来越高。

开关电源采用功率半导体器件作为开关，通过pWM控制开关的占空比来调整输出电压。根据定频控制方式分为电压型和电流型pWM控制，由于电压型pWM控制方式具有结构简单、易于实现等优点被广泛应用。图1所示是电压控制型开关电源的原理图，其中虚框部分是控制芯片内部结构。

图1电压控制模式开关电源工作原理图

从图中可以看出，控制芯片有一个采用pWM调制法的电压闭环反馈，将电压误差放大器放大后的直流信号与恒定频率的三角斜波进行比较。根据脉宽度冲调制原理，得到要的一定占空比脉冲宽度，推动开关功率管的开与关，经变压器耦合后得到恒定的输出电压。控制芯片的核心电路是pWM比较器，脉冲宽度调制信号就是由pWM比较器出现。芯片的控制速度、效率、功耗很大程度上都是由pWM比较器决定。文中设计并实现了一种新型高性能的开关电源电压型pWM比较器，具有较低输入失调电压、转换速率快、较低功耗和波形更陡。

图2是电压型pWM比较器工作波形，输入三角波接在比较器的反向输入端，误差放大器的输出信号送至比较器同相输入端，经放大后输出pWM信号。

图2pWM工作波形图

pWM比较器电路设计

设计的pWM比较器电路原理图如图3所示。集成电路比较较器的性能要求是从响应速度、输入失调电压、功耗和面积几个方面来考虑的。

图3pWM比较器电路图

电路中VC为控制信号，是比较器的同相输入端;VOS为振荡器出现的锯齿波信号，是比较器的反相输入端;Vb作为电路中的偏置信号，供应差分对管的偏置和有源负载;最后经过反相器输出脉冲宽度调制信号V0。图3中三个电容是为计算延迟时间画出的等效电容。

该电路用两个尺寸完全一致的具有低驱动电流能力的pMOS管作为差分输入管，它们分别控制两个NMOS管M9和M10，当VC电压值较低时，M10的栅电压较高，M9则处于临界导通状态，所以V0输出高电平。图中M8是为了防止M9栅电压过高时电流过大所设置的。该电路是双端输入转单端输出的放大电路，经差分放大后输出的微弱信号，由于信号弱，输出电压摆幅小，加入了共源共栅放大电路，末级反相器是为了新增电路的负载能力。

系统输入失调电压

电路的输入失调电压是元器件参数值的不相同造成的，其中重要是两个输入管阈值电压、导通电阻等差别出现的。为了减小工艺误差对电路性能的影响，两个输入pMOS管的面积要做得很大，来补偿掺杂浓度、沟道调制效应、氧化层电荷密度等因素起伏的影响，本电路中采用输入pMOS管的宽长比为300mm/6mm。

对系统输入失调电压的推导，假设电路完全平衡，即Vp的输入能以和Vn输入相同的方式传送到输出端。所以，M6、M7管完全匹配，M9、M10流过M5的电流被平分流过M6、M7。即：

从上面公式可见，在工艺参数一定的情况下，增益和失调电压成反比，这就要求从几个方面综合考虑。相比之下，90倍的增益就已经满足要了。为了减小输入失调电压，可以缩小M6的宽长比。

经仔细调整各个MOS管的宽长比，综合仿真检测，系统失调电压仅为0.118mV。

比较器速度

电路的反应速度与输入信号差的绝对值有关，该绝对值越大，反应速度也越快。该反应速度还与偏置电压有关，Vb电平很高时，差分对管流过的电流越小，对后级MOS管栅电容充放电的速度越小，比较器的反应速度降低。当Vb电平很低时，M11的偏置电压也较低，同样比较器的反应速度要下降。

比较器速度是由给寄生电容和电路电容充放电电流大小确定的。图3画出了比较器的重要寄生电容。C1是由M2与M4的漏扩散区造成的总耗尽电容;C2是由耗尽电容C1和栅源电容Cgs组成。

比较器的传输延迟重要是由三级延迟构成，第一级延迟是VDO从静态工作点跳变到第二级跳变点VTRp2所用时间。假设驱动第二级器件在跳变过程中大部分时间处于饱和区，近似认为有一恒定电流驱动寄生负载电容。求得第一级延迟为：

第二级的延迟是在第一级延迟时间结束时输出一个阶跃变化的信号，从输出任一电源跳变到下级跳变电压的时间计算出来，因而确定第二级输出速度。求得第二级延迟为：

同样，第三级的延迟是由输出反相器出现的，延迟时间的计算重要是根据输入电压上升到50%与输出电压下降到50%的时间延迟。

因此，电路的总延迟为：

电路的功耗

电路的功耗不仅与偏置信号Vb的电平有关，还与两个进行比较的信号电平值有关，具体为Vb电平越低，电路功耗越大;输入的两个信号电平越低，电路功耗也越大。

仿真结果分析

根据以上的分析和计算，本文采用1.2μmCMOS工艺的HSpICE模型参数，对该电压型比较器性能进行了几个参数的仿真，电源电压为3V。在仿真开始时，所有器件都取其最小值，仿真过程中，根据要和电路功能参数来调整。先确定i7之后，逐一调整M6和M7来满足输出电压摆幅，使器件工作在饱和状态。

根据图3，pWM比较器的正端输入是1MHz的锯齿波信号，要求在-3db时频宽要大于1MHz。调整后经仿真得到pWM比较器小信号仿真波形，如图4所示。增益达到了80db，在-3db频宽接近1MHz，截至频率大于100MHz。

图4pWM比较器小信号波形

在图3中，加入差分对管可提升转换的速率，加快比较器的翻转。在输出3V时，上升时间约4ns，下降时间约5.5ns，完全满足在1MHz工作频率的高性能要求。

图5是调整后整体电路的输出仿真波形图，从仿真输出波形图中可以看出，pWM波形较陡峭，稳定性好，尖峰小，电路总功耗仅有618mW。

图5pWM比较器输出波形和输入波形

结语

通过对整个pWM比较器总体电路结构分析和计算，采用多路电流源代替传统的电阻负载，输入采用差动放大电路，结合开关电源的最新设计技术，设计出一种新型开关电源电压型pWM比较器。该电路可以作为一个模块电路直接运用在开关电源的电压型控制芯片设计中，提高设计芯片的整体性能和系统集成化。设计的电路在1.2mmCMOS工艺下实现，仿真结果表明，电路各项指标达到了预期的要求。