单端正激式开关电源的驱动电路的设计

一、基于TOpSwith单片机开关电源的基本原理

TOpSwitch(Three-terminalOff-linepWMSwitch)单片开关电源是美国pI(powerIntegration)公司于上世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片,它用了3个管脚将脱线式开关电源所必需的具有高压N沟道功率MOS场效应管、电压型pWM控制器、100kHz高频振荡器、高压启动偏置电路、基准电压、用于环路补偿的并联偏置调整器、误差放大器和故障保护功能块等全部集成在一起了。采用TOpSwitch器件的开关电源与分立的MOSFET功率开关及pWM集成控制的开关电源相比,具有电路结构简洁、成本低廉、性能稳定、制作及调试方便,自保护完善等优点。

TOpSwitch系列单片开关电源的典型应用电路如图1所示。高频变压器在电路中具备能量存储、隔离输出和电压变换这三大功能。由图可见，高频变压器初级绕组Np的极性(同名端用黑圆点表示)，恰好与次级绕组Ns反馈绕组Nf的极性相反。这表明在TOpSwitch导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此时VDz截止。当TOpSwitch截止时，VD2导通，能量传给次级，此为反激式开关电源的特点。图中，br为整流桥，CIN为输入端滤波电容。交流电压u经过整流滤波后得到直流高压yt，经初级绕组加至TOpSwitch的两极上。鉴于在TOpSwitch关断时刻，由高频变压器溺感出现的尖峰电压，会叠加在直流高压Ui和感应电压Uor上，可使功率开关管的漏极电压超过700v而损坏芯片;为此在初级绕组两端必须新增漏极钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管(VDz1)、阻塞二极管(VDl)组成，VDl宜采用超快恢复二极管(SRD)。VD2为次级整流管，Cout是输出端滤波电容。

图1TOpSwitch系列单片机开关电源的典型应用电路

该电源采用配稳压管的光耦反馈电路。反馈绕组电压经过VD3、CF整流滤波后获得反馈电压UFB，经光耦合器中的光敏三极管给TOpSwitch的控制端供应偏压。CT是控制端c的旁路电容。设稳压管VDz2的稳定电压为Uz2，限流电阻R1两端的压降为UR，光耦台器中LED发光二极管的正向压降为UF，输出电压Uo由下设定：Uo=Uz2+UF+UR。

该电源的稳压原理简述如下;当由于某种原因(如交流电压升高或负载变轻)致使Uo升高时，因UZ2不变，故UF就随之升高，使LED的工作电流IF增大，再通过光耦合器使了TOpSwitch比h的控制端电流Ic增大。但因TOFsw比D的输出占空比D与Ic成反比，故D减小，这就迫使Uo降低，达到稳压目的。反之，Uo↓UF↓IF↓Ic↓D↑Uo↑，同样起到稳压用途。由此可见，反馈电路正是通过调节TOpSwitch的占空比，使输出电压趋于稳定的。

二、主电路的实现

以下是正激式DC-DC变换器

图2正激式DC-DC变换器

1、输入电路

保险丝F1、一次整流和低通滤波两部分组成。一次整流部分采用单相桥式整流电路，选用的元器件为二极管，如图2所示为D5、D7、D8、D10。

2、复位电路

二极管D3，D4变压器绕组Nr构成复位电路，防止变压器的激磁电感饱和。

3、导向电路和续流电路

在图2中，D6是有两个彼此反向的二极管串联而成的。与变压器同名端相连接二极管是导向二极管，与非同名端连接的是续流二极管，变压器T1副边的两个二极管与变压器T2一次绕组可构成TOp管开通后的二次整流电路(由二极管导向)和TOp管关断后的续流电路。设计中选择的D6型号为Mbr20100。

变压器T1重要参数和绕制方法如下：

a)骨架磁心为EI33;磁心有效横截面积Ae=1.18cm^2。

b)匝数比为n=100/6，其中Np=25匝,Nr=75匝,Nm=6匝*3(6匝，每匝3股)。

c)采用三明治绕法，不要气隙。

4、变压器T2重要参数如下：

1)骨架磁心为EI25，磁心有效横截面积Ae=0.4cm^2。

2)匝数比为n=15/12，其中N1=15匝*4(15匝，每匝4股)，N2=12匝。

3)一般绕法。

三、控制电路

1、反馈电路的选择

本设计采用的反馈电路如图3所示

图3配稳压管的光耦反馈电路

该电路时稳压管的光耦反馈电路，由VDZ供应参考电压UZ，当Uo发生波动时，在LED上可获得误差电压。因此，该电路相当于给TOpSwitch新增一个外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，即可对Uo，进行调整。这种反馈电路能使负载调整率达到土1%以下。

光耦反馈电路实际由两部分构成：

①由反馈绕组NF、高频整流滤波器构成的非隔离式反馈电路，反馈电压UFB为光敏三极管供应偏压;

②由取样电路、外部误差放大器、光耦合器构成的隔离式反馈电路，它将U。的变化量直接转换成控制电流Ic。其中，UFB基本不受交流输人电压u变化的影响，而Ic则与Uo变化有关。仅当u宽范围变化而负载稳按时Ic才与△U有关。

2、放大过程的选择

该误差放大器，如图4所示，极为特殊，它不同于普通的误差电压放大器，并且只有一个输入控制端。当输出电压发生波动且变化量为△Uo时，通过取样电阻分压之后，就使TL431的输出电压UK也出现相应的变化量，进而使LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流Ic的变化量来调节占空比D，使Uo出现相反的变化，从而抵消了△Uo的波动。上述稳压过程亦可归纳成:

UO↑UK↓IF↑IC↑D↓Uo↓最终使Uo不变。

图4误差放大电路

3、TOpSwitch-GX系列单片开关电源的选择

Topswith-GX是高性价比的单片开关电源。以下是固定输入时pD与η、po的关系曲线：

TOpSwitch—Gx系列产品在固定输入条件下，当uo=十12V时，芯片功耗(pD)与电源效率η)、输出功率(po)的关系曲线，分别如图3.2.1所示。现规定以下条件：开关频率f=132kHz;交流输人电压u=230v±15%;输入滤波电容CIN的容量按1uF/w的比例系数选取;感应电压UOR=135v：捅极钳位电压UB=200V。

图5芯片功耗(pD)与电源效率η)、输出功率(po)的关系曲线

漏极钳位电路中可以并联上Rc网络，以减少瞬态电压抑制器的损耗;输出整流管采用肖持基二极管，5v输出时肖特基二极管的正向压降为0.45V、反向耐压为45V，12v输出时分别为0.54v、100v;TOpSwitch在额定输出时的最高结温TJMAX=100℃(仅Y封装为110℃)。图中，横坐标代表po纵坐标代表η所给出的八条实线依次为电源效率，虚线则表示芯片功耗的等值线。若要使用阴影区内的曲线部分，应选更大功率的输出整流管并新增滤波电容的容量，此时电源效率会降低些。由于该设计的开关电源是固定输入，输出为12v、30w：从图5可以看出，当po=30w可选TOp243、TOp244，用TOp243时效率83.8%，功耗1.3w;用TOp244时效率84.9%，功耗1w;鉴于价钱相差不大，考虑用了TOp244。

4、漏极保护电路的选择

鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高额变压器的漏感会出现尖邮电压UL,另外在Np上还台出现成应电压(即反向电动势)UOR，二者登加在直流杨入电压UI上。在典型情况下，UIMAX=380V，UL≈165V，UOB=135V，即UIMAX十UL十UOB≈680v。这就要求功率MOSFET至少应能承受700v的高压，即U(br)DS≥700v，同时还必须在漏极新增钳位电路，用以吸收尖均电压，保护功率MOSpET不受损坏。钳位电路由VD1、R3、C1组成，VD1选用反向耐压为1000V的快速高效整流二极管HER108。当MOSFET导通时，Np的电压极性上端为正，下端为负，使VDl截止，钳位电路不起用途。在MOSFET截止瞬间，Np变为下端为止，上端为负，此时VDl导通，尖峰电压就被R12、R9和C11吸收掉。如图6所示：

图6漏极保护电路

四、总结

设计完毕后，会做一些试验，这里只告诉大家做了什么试验，可以做空载试验，和带金属负载试验。大家可以根据自己动手的情况好好体会该设计的独特之处。