钜大LARGE | 点击量：1160次 | 2020年05月19日
技术解析：有效地降低开关电源开关损耗的原理
基于电感的开关电源(SM-pS)包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。大多数开关电源设计选择MOSFET作开关(图1a中Q1)，其重要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
随着蜂窝电话、pDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。减小SMpS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMpS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMpS的效率。为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。
当沟道完全打开，沟道电阻(RDS(ON))降到最低;假如降低栅极电压，沟道电阻则升高，直到几乎没有电流通过漏极、源极，这时MOSFET处于断开状态。可以预见，沟道的体积愈大，导通电阻愈小。同时，较大的沟道也要较大的控制栅极。由于栅极类似于电容，较大的栅极其电容也较大，这就要更多的电荷来开关MOSFET。同时，较大的沟道也要更多的时间使MOSFET打开或关闭。工作在高开关频率时，这些特性对转换效率的下降有重要影响。在低开关频率或低功率下，对SMpSMOSFET的功率损耗起决定用途的是RDS(ON)，其它非理想参数的影响通常很小，可忽略不计。而在高开关频率下，这些动态特性将受到更多关注，因为这种情况下它们是影响开关损耗的重要原因。
图2.所示简单模型显示了N沟道增强型MOSFET的基本组成，流经漏极与源极之间沟道的电流受栅极电压控制
MOSFET的导通和关断要一定的过渡时间，以对沟道充电，出现电流或对沟道放电，关断电流。MOSFET参数表中，这些参数称为导通上升时间和关断下降时间。对指定系列中，低导通电阻MOSFET对应的开启、关断时间相对要长。当MOSFET开启、关闭时，沟道同时加有漏极到源极的电压和导通电流，其乘积等于功率损耗。三个基本功率是：
p=I*E
p=I2*R
p=E2/R
对上述公式积分得到功耗，可以对不同的开关频率下的功率损耗进行评估。
MOSFET的开启和关闭的时间是常数，当占空比不变而开关频率升高时(图5)，状态转换的时间相应新增，导致总功耗新增。例如，考虑一个SMpS工作在50%占空比500kHz，假如开启时间和关闭时间各为0.1祍，那么导通时间和断开时间各为0.4祍。假如开关频率提高到1MHz，开启时间和关闭时间仍为0.1祍，导通时间和断开时间则为0.15祍。这样，用于状态转换的时间比实际导通、断开的时间还要长。
可以用一阶近似更好地估计MOSFET的功耗，MOSFET栅极的充放电功耗的一阶近似公式是：
EGATE=QGATE×VGS,
QGATE是栅极电荷，VGS是栅源电压。
在升压变换器中，从开启到关闭、从关闭到开启过程中出现的功耗可以近似为：
ET=(abs[VOUT-VIN]×ISW×t)/2
其中ISW是通过MOSFET的平均电流(典型值为0.5IpK)，t是MOSFET参数表给出的开启、关闭时间。
MOSFET完全导通时的功耗(传导损耗)可近似为：
ECON=(ISW)2×RON×tON,
其中RON是参数表中给出的导通电阻，tON是完全导通时间(tON=1/2f，假设最坏情况50%占空比)。考虑一个典型的A厂商的MOSFET：
RDSON=69mW
QGATE=3.25nC
tRising=9ns
tFalling=12ns
一个升压变换器参数如下：
VIN=5V
VOUT=12V
ISW=0.5A
VGS=4.5V
100kHz开关频率下每周期的功率损耗如下：
EGATE=3.25nC×4.5V=14.6nJ
ET(rising)=((12V-5V)×0.5A×9ns)/2=17.75nJ
ET(falling)=((12V-5V)×0.5A×12ns)/2=21nJ
ECON=(0.5)2×69mW×1/(2×100kHz)=86.25nJ.
从结果可以看到，100kHz时导通电阻的损耗占重要部分，但在1MHz时结果完全不同。栅极和开启关闭的转换损耗保持不变，每周期的传导损耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ，从每周期的重要功耗转为最小项。每周期损耗在62nJ，频率升高10倍，总MOSFET功率损耗新增了4.4倍。
另外一款MOSFET：
RDSON=300mW
QGATE=0.76nC
TRising=7ns
TFalling=2.5ns.
SMpS的工作参数如下：
EGATE=0.76nC×4.5V=3.4nJ
ET(rising)=((12V-5V)×0.5A×7ns)/2=12.25nJ
ET(falling)=((12V-5V)×0.5A×2.5ns)/2=4.3nJ
ECON=(0.5)2×300mW×1/(2×1MHz)=37.5nJ.
导通电阻的损耗仍然占重要地位，但是每周的总功耗仅57.45nJ。这就是说，高RDSON(超过4倍)的MOSFET使总功耗减少了7%以上。如上所述，可以通过选择导通电阻及其它MOSFET参数来提高SMpS的效率。
到目前为止，对低导通电阻MOSFET的需求并没有改变。大功率的SMpS倾向于使用低开关频率，所以MOSFET的低导通电阻对提高效率非常关键。但对便携设备，要使用小体积的SMpS，此时的SMpS工作在较高的开关频率，可以用更小的电感和电容。延长电池寿命必须提高SMpS效率，在高开关频率下，低导通电阻MOSFET未必是最佳选择，要在导通电阻、栅极电荷、栅极上升/下降时间等参数上进行折中考虑。
