钜大LARGE | 点击量：1715次 | 2020年05月25日
在反激式变压器设计中降低损耗的实用指南
开关电源（SMpS）有许多可能的拓扑结构，但关于负载低于150W的电路，最受欢迎的是反激式转换器。有些估计甚至表明高达75％的离线电源使用反激式拓扑。
因此，许多电力系统设计者面对着开发反激式转换器电路的挑战。为了达到最佳性能、满足电气规格并保持在成本和空间限制之内，设计人员要在设计中实现某种形式的定制；而反激式转换器最重要的定制元件是变压器。
在设计工程界，变压器设计和原型构建通常被认为是黑色艺术。关于外行来说，影响变压器性能的各种参数-从磁芯材料和尺寸的选择到围绕磁芯的绕组的布置-都可能出现混淆。事实上，变压器设计的过程可以通过应用少量的重要方程，结合一定程度的反复试验，或称为“相关经验猜测”而有序地进行。
位于英国伦敦的富昌电子EMEA系统设计中心（SDC）的设计团队从为OEM客户开发定制电源的工作中获得了许多实践相关经验。本文旨在分享这些相关经验，并说明在反激式转换器电路中优化变压器设计的有效方法。
反激式拓扑结构：操作原理
图1：典型的反激式转换器电路。（图片来源：WaldDvorak，Wdwd，维基共享资源，知识共享许可协议）
反激式转换器是一种隔离形式的降压-升压转换器，如图1所示。它包括：
一个初级侧开关，通常是MOSFET
两个绕在磁芯上的初级绕组和次级绕组形式的电感，如
图2所示。绕组围绕一个塑料骨架转动，该骨架供应机械支撑和一组用于导线连接及通孔安装在pCB上的引脚。在其操作中，两个电感器的布置方式的正确称呼为“磁耦合电感器”。但由于两个独立的绕组，设计人员通常将其称为“反激式变压器”。严格来说，这是一个误用，但为了方便起见，本文将以此方式引用它。
一个次级侧开关，通常是二极管
输出电容
图2：在两个E形磁芯上的绕组制成的电感器分解图。变压器的气隙形成在磁芯中心臂的相对面之间。（图片来源：CyrilButtay，知识共享许可协议）
通常通过光电耦合器和补偿电路实现反馈，用于隔离屏障控制。
当初级侧开关导通时，初级绕组消耗电流，从而出现磁场，该磁场通过低磁阻磁芯很容易地传递到磁芯中心处的小气隙，储存的磁能在那里累积。当初级侧开关断开时，储存的磁能感应生成电流，流过次级绕组和输出二极管，并流向负载。
这种转换器拓扑的多种优点是其广泛应用的原因：
通过反激式变压器和光耦反馈补偿可以轻松实现隔离
元器件数量和成本很低
反激式变压器的匝数比可实现输入和输出电压之间的高比率，例如直接从交流电源电压输入出现3.3V输出。
单个功率级可以供应多个正负极性的输出电压轨。
反激式拓扑结构支持升压和降压操作：它是降压-升压型拓扑结构。
但反激式转换器有一些缺点，最重要的是：
MOSFET和输出二极管上的电压应力很高，不同设计之间都有很大的不同。
开关转换期间两个开关元件的高峰值电流和高电压峰值导致相对较高的噪声。反激式变压器的跨越耦合和来自绕组的辐射也可能出现噪声。
转换器规格如何影响变压器设计
反激式变压器的优化由设计人员指定的关键参数确定，即：
输出功率
开关频率
初级和次级绕组的峰值和平均电流值（考虑最小输入电压、最大负载时的最坏情况）
初级侧电感
最大磁通密度
匝数比
然而，设计人员在可以开始设计反激式变压器之前，要选择导通模式：持续导通模式（CCM），不持续导通模式（DCM）或临界导通模式（CRM）。变压器设计的过程关于所有三种导通模式都是相同的，但是在任意功率转换器中，操作是不同的，并且在反激式变换器的情况下基本都不同，因为转换器的传递函数各不相同，会影响反馈补偿。
有大量的文献可以指导设计者的选择，所以本文不详细地讲解导通模式。富昌电子SDC的实践相关经验表明，选择通常取决于：
尺寸和成本压力，在这种情况下DCM由于其较低的电感要求而具有优势
对较高输出功率水平下的低传导损耗和高效率的要求，在这种情况下，CCM是首选，因为关于任何给定输出功率值，峰值和均方根（RMS）输出电流都较低。
要在开发过程的早期作出进一步决定的是磁芯材料的选择。影响磁芯材料选择的重要参数是最大磁通密度、磁阻和成本。关于反激式变压器，最常用的磁性材料是铁氧体。这是一种便宜的材料，在高达500kHz左右的开关频率下损耗很低。铁氧体磁芯在相对较低的磁通密度下（通常在0.4T左右）即变得饱和。这意味着，在使用传统铁氧体磁芯的设计中，为了防止饱和，在峰值初级侧电流下，磁通密度应保持不高于0.3T。
损耗的原因，以及如何管理它们
几乎在所有的电源转换器设计项目中，工程师的注意力都集中在电源效率和功率损耗的最小化。一般而言，减少损耗有助于降低热应力和对冷却装置的需求，提高系统的可靠性，并且能够创建更小、更轻、更经济的最终产品。
在反激式转换器中，有许多损耗源，包括MOSFET和二极管导通、开关损耗，输出电容纹波电流损耗、缓冲器损耗以及输入和输出滤波器损耗。但是在大多数情况下，总体损耗的最大部分归因于反激式变压器。因此，减少变压器损耗的努力将会带来相当大的好处。
首先了解反激式变压器内的各种损耗来源，包括：
铜损：由用于初级绕组和次级绕组的铜线的直流和交流电阻引起。
接近损耗：由于强磁场中的紧耦合电流的影响，电流集中在铜线横截面的一部分中。
泄漏电感：磁场泄漏导致电力损失。在电路设计中也必须考虑到这一点，因为漏感的大小直接影响到所谓的“缓冲器损耗”。防止磁场泄漏的基本要求是将气隙定位于绕组内。
磁芯材料损耗：由磁芯材料的开关动作和固有的滞后性导致。
铜损
绕组铜线的损耗量受以下因素的影响：
电流波形，直流和交流分量的相对大小
绕组的整体直流和交流电阻
开关频率
接近损耗
特别是，由于所谓的“集肤效应”，电流波形中的高开关频率和相对高的交流分量将新增电阻。集肤效应导致高频交流分量向导线的外表面传导，有效地减小了导体的横截面积，因此新增了其电阻。富昌电子对开关频率低于100kHz的实际变压器设计的实际评估表明，使用直径≤0.5mm的单股铜线可以减小集肤效应和铜损。
接近损耗也新增了铜布线的损耗：本质上，承载高频电流的导体通过“邻近效应”现象在相邻导体中诱发铜损。这种效应导致铜损复合到多层绕组中的每个附加层上。
因此，为了最小化接近损耗的影响，设计者必须将绕组层数保持在最小值：理想情况下，初级绕组和次级绕组不超过两或三个，特别是当电流波形具有高比例的交流分量时，DCM操作就是这种情况。
泄漏电感是匝数平方（N2）和绕组几何形状的函数。为了最大限度地减小给定磁芯和骨架的漏电感，设计人员应该选择一个供应适当截面积的磁芯，从而使达到目标电感所需的匝数最小化。
另一个重要的步骤是供应初级绕组和次级绕组之间最好的耦合。当初级和次级层的绕组宽度匹配，并保持在相邻层上时，或者当次级层夹在两个初级绕组之间时，可获得最佳结果，如图3所示。
图3：出现低或高漏电感的各种绕组配置的示例
磁芯损耗：要能量来改变磁芯的磁化强度。并非所有能量都是能以电形式回收的。一部分以热量流失。这种功率损耗可以被看作是B-H回路的滞后。损耗通常与通量密度的变化（ΔB）和开关频率的平方（Fsw2）成正比。
关于一般的磁性元件来说，饱和磁通密度和磁芯损耗之间有一个折衷。
使用具有高操作磁通密度的材料可减小尺寸、重量并降低成本。例如，硅钢芯通常具有1.5-2T的饱和通量密度。不幸的是，这样的磁芯材料也具有高磁芯损耗。
相反，铁氧体磁芯是陶瓷材料，其饱和磁通密度在0.25-0.5T范围内。但是由于其电阻率较高，其磁芯损耗较低。反激式变压器常用的铁氧体磁芯材料包括Ferroxcube的3C90和Magnetics®的R材料，如图4所示。
图4：70mmx54mm的Magnetics®铁氧体E形磁芯
材料数据手册中供应了显示各种开关频率下的磁芯损耗的曲线，通常绘制成ΔB（以特斯拉为单位）上的磁芯损耗（以kW/m3为单位），可用于估算任何给定应用中的磁芯损耗。
上述考虑的所有损耗因素也对磁芯尺寸的计算有影响。现成的技术文件解释了确定磁芯大小的各种方法。在富昌电子的相关经验中，假如空间和成本允许的话，最好从稍大的磁芯尺寸开始，因为这样可以减少匝数、磁芯损耗和漏感。
另外，最好选择一个能够供应最佳绕组长度-高度比的骨架：这样可以最小化所需绕组层数。
下一步：动手构建原型
本文概述了在纸上设计反激式变压器时必须考虑的重要理论因素和设计决策。同时也供应了富昌电子变压器设计的实践相关经验、相关影响因素（如磁芯尺寸和绕组布置等）的一些指导。
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