钜大LARGE | 点击量：801次 | 2020年02月04日
TOP232-234 (TOPSwitch-FX)
TOpSwitch-FX是与TOpSwitch一样的集成式开关电源芯片，能将控制输入电流转换为高压功率MOSFET的源漏输出的占空比，正常工作情况下，功率MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性减小，图4所示。
TOpSwitch-FX除了像三端TOpSwitch一样，具备高压启动、逐周期流限、回露补偿电路、自动重启动、热关断等特性外，还综合了许多能降低系统成本，提高电路性能和设计灵活性的附加功能，TOpSwitch-FX采用了专利高压CMOS技术，能以最高性价比将搞压功率MOSFET和所有控制电路集成到一片集成电路中。
TOpSwitch-FX增加了两个用于实现某些新功能的端脚频率（仅限于Y封装）和多功能引脚。它们与源极引脚连接时，能使TOpSwitch-FX以TOpSwitch三端模式工作。即使在三端模式下工作，TOpSwitch-FX也能提供许多下述功能，而无需外加外围元件：
[1].集成完整的10ms软启动，削减启动时的峰值电流和电压并消除了大多数应用中的输出过冲。
[2].DCmax可达78%，允许使用更小的输入存储电容，所需输入电压更低或提供的输出功能更高。
[3].最小的脉宽时以跳过周期实现调节，能使空载功耗极低。
[4].采用较高的130kHz开关频率，可减小变压器器尺寸，而且对EMI和效率几乎没有影响。
[5].频率抖动功能可降低EMI。
[6].滞后过热关断功能确保它能从热故障中自动恢复，滞后时间较大，可防止电路板过热。
[7].采用缺省部分引脚和引线的封装，能提供更大的漏极漏电距离。
[8].绝对容差更小，温度变化对开关频率、流限和pWM增益的影响小。
控制引脚工作原理
控制引脚是接收电源和反馈组合电流的低阻抗节点，在正常工作期间，用并联稳压器来分离反馈信号和电源电流。控制脚的电压Vc是控制电路（包括MOSFET门驱动器）的电压源，直接连接控制脚和源脚的外接旁路电容提供瞬时门驱动电流。连接到控制脚的全部电容也用于设定自动重启动的定时，同时控制回路的补偿。
启动时，经整流后的直流高电压加在漏极的引脚上，功率MODFET最初是关断的，通过连接在漏极和控制脚之间的内部高压开关电流对控制脚上的电容进行充电。当控制脚电压Vc上升到较高的门限电压5.8V时，控制电路被激活并开始进入软启动状态。约10ms后，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。软启动过程结束时，如果没有外部反馈/电源电流流入控制引脚，则高压电流源关断，控制脚上的电容开始通过控制电路内部的内阻放电。如果电源设计正确，而且不存在开路或输出短路等故障时，在控制脚电压放电到4.8V下限时电压值（内部电源欠压锁定门限值）之前，反馈回路闭合，提供控制引脚外部电流。当外部注入的电流对控制脚充电到5.8V并联稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流通过电阻RE分流到源极引脚，如图2所示。流经RE的电流控制功率MOSFET的占空比，实现闭合环路调节，在初级反馈结构，并联稳压器较低的输出阻抗Zc决定误差放大器的增益。控制脚的动态阻抗Zc外接电阻电容数值共同决定了电源系统的控制回路的补偿量。
当出现开路或短路等故障而使外部电流无法注入控制脚时，控制脚上的电容开始放电，达到4.8V时激活自动重启动电路而关断功率MOSFET输出，使控制电路进入低电流的待机模式，高压电流源再次接通并对外接电容进行充电。内部的滞后电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持Vc值处于典型的4.8V—5.8V窗口范围。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级MOSFET再次导通，仅在计满（S7）时才会接通输出MOSFET。通过把自动再启动占空比减小到典型值的4%，计数器能有效地限制TOpSwitch-FX的功耗，自动重启动作用连续工作直至输出电压通过闭合反馈环路重新进入受控状态为止。
图5注释：[1]为上电状态。[2]为正常工作状态。[3]自动重启动状态。[4]电源关断状态。
振荡器
内部的振荡器对内部的电容在两个设定的电压值之间进行线性的充电和放电，以产生脉宽调制器死区的锯齿波电压，并送往脉冲宽度调制器，在每个周期的始点，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。
额定开关频率选择在132kHz，可使电源的效率最高，而低于150kHz电磁干扰频率(EMI)亦使电源的电磁干扰最小。频率引脚（仅限TO-220封装）与控制脚短接时可使开关频率减半为66kHz，这个特性在对噪声敏感的视频应用或高效率的待机模式中非常有用。如果与源极引脚相接，则开关频率为既定的132kHz。微调电流基准可改进振荡频率的精度。为使EMI电磁干扰电平更低，开关频率以250Hz速率（典型值）采用大约±4kHz抖动（频率调制），如图6所示。图28中的测量值显示了增加频率抖动后对EMI的改善效果。
脉冲宽度调制器
脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级的MOSFET，其占空比与注入控制脚的电流成反比。参见图4。该脚在RE两端产生一个电压误差信号（参见图2）通过一个典型截止频率为7kHzRC网络进行滤波，以降低电源电流中有MOSFET开关电磁噪声的影响，经滤波器输出的误差信号与内部振荡器的锯齿波相比较，产生一定占空比的波形。当控制电流增大时，战绩空比减小。由振荡器产生的时钟信号置位一关寄存器，从而关断MOSFET输出级。
最大占空比DCmax为固定的78%（典型值），如图8所示。当多功能引脚通过适当的电阻与直流高压正线相连时，随输入电增加，最大占空比可以从78%降至38%（典型值）。最小占空比和跳过周期
控制引脚是接收电源和反馈组合电流的低阻抗节点，在正常工作期间，用并联稳压器来分离反馈信号和电源电流。控制脚的电压Vc是控制电路（包括MOSFET门驱动器）的电压源，直接连接控制脚和源脚的外接旁路电容提供瞬时门驱动电流。连接到控制脚的全部电容也用于设定自动重启动的定时，同时控制回路的补偿。
启动时，经整流后的直流高电压加在漏极的引脚上，功率MODFET最初是关断的，通过连接在漏极和控制脚之间的内部高压开关电流对控制脚上的电容进行充电。当控制脚电压Vc上升到较高的门限电压5.8V时，控制电路被激活并开始进入软启动状态。约10ms后，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。软启动过程结束时，如果没有外部反馈/电源电流流入控制引脚，则高压电流源关断，控制脚上的电容开始通过控制电路内部的内阻放电。如果电源设计正确，而且不存在开路或输出短路等故障时，在控制脚电压放电到4.8V下限时电压值（内部电源欠压锁定门限值）之前，反馈回路闭合，提供控制引脚外部电流。当外部注入的电流对控制脚充电到5.8V并联稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流通过电阻RE分流到源极引脚，如图2所示。流经RE的电流控制功率MOSFET的占空比，实现闭合环路调节，在初级反馈结构，并联稳压器较低的输出阻抗Zc决定误差放大器的增益。控制脚的动态阻抗Zc外接电阻电容数值共同决定了电源系统的控制回路的补偿量。
当出现开路或短路等故障而使外部电流无法注入控制脚时，控制脚上的电容开是放电，达到4.8V时激活自动重启动电路而关断功率MOSFET输出，使控制电路进而低电流的待机模式，高压电流源再次接通并对外接电容进行充电。内部的滞后电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持Vc值处于典型的4.8V—5.8V窗口范围。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级MOSFET再次导通，仅在计满（S7）时才会接通输出MOSFET。通过把自动再启动占空比减小到典型值的4%，计数器能有效地限制TOpSwitch-FX的功耗，自动重启动作用连续工作直至输出电压通过闭合反馈环路重新进入受控状态为止。
图5注释：[1]为上电状态。[2]为正常工作状态。[3]自动重启动状态。[4]电源关断状态。
振荡器
内部的振荡器对内部的电容在两个设定的电压值之间进行线性的充电和放电，以产生脉宽调制器死需的锯齿波电压，并送往脉冲宽度调制器，在每个周期的始点，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。
额定开关频率选择在132kHz，可使电源的效率最高，而低于150kHz电磁干扰频率(EMI)亦使电源的电磁干扰最小。频率引脚（仅限TO-220封装）与控制脚短接时可使开关频率减半为66kHz，这个特性在对噪声敏感的视频应用或高效率的待机模式中非常有用。如果与源极引脚想接，则开关频率为既定的132kHz。微调电流基准可改进振荡频率的精度。为使EMI电磁干扰电平更低，开关频率以250Hz速率（典型值）采用大约±4kHz抖动（频率调制），如图6所示。图28中的测量值显示了增加频率抖动后对EMI的改善效果。
脉冲宽度调制器
脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级的MOSFET，其占空比与注入控制脚的电流成反比。参见图4。该脚在RE两端产生一个电压误差信号（参见图2）通过一个典型截止频率为7kHzRC网络进行滤波，以降低电源电流中有MOSFET开关电磁噪声的影响，经滤波器输出的误差信号与内部振荡器的锯齿波想比较，产生一定占空比的波形。当控制电流增大时，战绩空比减小。由振荡器产生的时钟信号置位一关寄存器，从而关断MOSFET输出级。
最大占空比DCmax为固定的78%（典型值），如图8所示。当多功能引脚通过适当的电阻与直流高压正线相连时，随输入电增加，最大占空比可以从78%降至38%（典型值）。技术专区隔离式电源设计需要开发最好的拓扑中大功耗、低效稳压器散热问题，电源模块不可忽视！关于开关电源的相关知识开关电源EMC过不了？pCB画板工程师有不可推卸的责任！USBOTGVbus电源框图及应用方案
TOpSwitch-FX除了像三端TOpSwitch一样，具备高压启动、逐周期流限、回露补偿电路、自动重启动、热关断等特性外，还综合了许多能降低系统成本，提高电路性能和设计灵活性的附加功能，TOpSwitch-FX采用了专利高压CMOS技术，能以最高性价比将搞压功率MOSFET和所有控制电路集成到一片集成电路中。
TOpSwitch-FX增加了两个用于实现某些新功能的端脚频率（仅限于Y封装）和多功能引脚。它们与源极引脚连接时，能使TOpSwitch-FX以TOpSwitch三端模式工作。即使在三端模式下工作，TOpSwitch-FX也能提供许多下述功能，而无需外加外围元件：
[1].集成完整的10ms软启动，削减启动时的峰值电流和电压并消除了大多数应用中的输出过冲。
[2].DCmax可达78%，允许使用更小的输入存储电容，所需输入电压更低或提供的输出功能更高。
[3].最小的脉宽时以跳过周期实现调节，能使空载功耗极低。
[4].采用较高的130kHz开关频率，可减小变压器器尺寸，而且对EMI和效率几乎没有影响。
[5].频率抖动功能可降低EMI。
[6].滞后过热关断功能确保它能从热故障中自动恢复，滞后时间较大，可防止电路板过热。
[7].采用缺省部分引脚和引线的封装，能提供更大的漏极漏电距离。
[8].绝对容差更小，温度变化对开关频率、流限和pWM增益的影响小。
控制引脚工作原理
控制引脚是接收电源和反馈组合电流的低阻抗节点，在正常工作期间，用并联稳压器来分离反馈信号和电源电流。控制脚的电压Vc是控制电路（包括MOSFET门驱动器）的电压源，直接连接控制脚和源脚的外接旁路电容提供瞬时门驱动电流。连接到控制脚的全部电容也用于设定自动重启动的定时，同时控制回路的补偿。
启动时，经整流后的直流高电压加在漏极的引脚上，功率MODFET最初是关断的，通过连接在漏极和控制脚之间的内部高压开关电流对控制脚上的电容进行充电。当控制脚电压Vc上升到较高的门限电压5.8V时，控制电路被激活并开始进入软启动状态。约10ms后，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。软启动过程结束时，如果没有外部反馈/电源电流流入控制引脚，则高压电流源关断，控制脚上的电容开始通过控制电路内部的内阻放电。如果电源设计正确，而且不存在开路或输出短路等故障时，在控制脚电压放电到4.8V下限时电压值（内部电源欠压锁定门限值）之前，反馈回路闭合，提供控制引脚外部电流。当外部注入的电流对控制脚充电到5.8V并联稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流通过电阻RE分流到源极引脚，如图2所示。流经RE的电流控制功率MOSFET的占空比，实现闭合环路调节，在初级反馈结构，并联稳压器较低的输出阻抗Zc决定误差放大器的增益。控制脚的动态阻抗Zc外接电阻电容数值共同决定了电源系统的控制回路的补偿量。
当出现开路或短路等故障而使外部电流无法注入控制脚时，控制脚上的电容开始放电，达到4.8V时激活自动重启动电路而关断功率MOSFET输出，使控制电路进入低电流的待机模式，高压电流源再次接通并对外接电容进行充电。内部的滞后电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持Vc值处于典型的4.8V—5.8V窗口范围。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级MOSFET再次导通，仅在计满（S7）时才会接通输出MOSFET。通过把自动再启动占空比减小到典型值的4%，计数器能有效地限制TOpSwitch-FX的功耗，自动重启动作用连续工作直至输出电压通过闭合反馈环路重新进入受控状态为止。
图5注释：[1]为上电状态。[2]为正常工作状态。[3]自动重启动状态。[4]电源关断状态。
振荡器
内部的振荡器对内部的电容在两个设定的电压值之间进行线性的充电和放电，以产生脉宽调制器死区的锯齿波电压，并送往脉冲宽度调制器，在每个周期的始点，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。
额定开关频率选择在132kHz，可使电源的效率最高，而低于150kHz电磁干扰频率(EMI)亦使电源的电磁干扰最小。频率引脚（仅限TO-220封装）与控制脚短接时可使开关频率减半为66kHz，这个特性在对噪声敏感的视频应用或高效率的待机模式中非常有用。如果与源极引脚相接，则开关频率为既定的132kHz。微调电流基准可改进振荡频率的精度。为使EMI电磁干扰电平更低，开关频率以250Hz速率（典型值）采用大约±4kHz抖动（频率调制），如图6所示。图28中的测量值显示了增加频率抖动后对EMI的改善效果。
脉冲宽度调制器
脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级的MOSFET，其占空比与注入控制脚的电流成反比。参见图4。该脚在RE两端产生一个电压误差信号（参见图2）通过一个典型截止频率为7kHzRC网络进行滤波，以降低电源电流中有MOSFET开关电磁噪声的影响，经滤波器输出的误差信号与内部振荡器的锯齿波相比较，产生一定占空比的波形。当控制电流增大时，战绩空比减小。由振荡器产生的时钟信号置位一关寄存器，从而关断MOSFET输出级。
最大占空比DCmax为固定的78%（典型值），如图8所示。当多功能引脚通过适当的电阻与直流高压正线相连时，随输入电增加，最大占空比可以从78%降至38%（典型值）。最小占空比和跳过周期
控制引脚是接收电源和反馈组合电流的低阻抗节点，在正常工作期间，用并联稳压器来分离反馈信号和电源电流。控制脚的电压Vc是控制电路（包括MOSFET门驱动器）的电压源，直接连接控制脚和源脚的外接旁路电容提供瞬时门驱动电流。连接到控制脚的全部电容也用于设定自动重启动的定时，同时控制回路的补偿。
启动时，经整流后的直流高电压加在漏极的引脚上，功率MODFET最初是关断的，通过连接在漏极和控制脚之间的内部高压开关电流对控制脚上的电容进行充电。当控制脚电压Vc上升到较高的门限电压5.8V时，控制电路被激活并开始进入软启动状态。约10ms后，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。软启动过程结束时，如果没有外部反馈/电源电流流入控制引脚，则高压电流源关断，控制脚上的电容开始通过控制电路内部的内阻放电。如果电源设计正确，而且不存在开路或输出短路等故障时，在控制脚电压放电到4.8V下限时电压值（内部电源欠压锁定门限值）之前，反馈回路闭合，提供控制引脚外部电流。当外部注入的电流对控制脚充电到5.8V并联稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流通过电阻RE分流到源极引脚，如图2所示。流经RE的电流控制功率MOSFET的占空比，实现闭合环路调节，在初级反馈结构，并联稳压器较低的输出阻抗Zc决定误差放大器的增益。控制脚的动态阻抗Zc外接电阻电容数值共同决定了电源系统的控制回路的补偿量。
当出现开路或短路等故障而使外部电流无法注入控制脚时，控制脚上的电容开是放电，达到4.8V时激活自动重启动电路而关断功率MOSFET输出，使控制电路进而低电流的待机模式，高压电流源再次接通并对外接电容进行充电。内部的滞后电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持Vc值处于典型的4.8V—5.8V窗口范围。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级MOSFET再次导通，仅在计满（S7）时才会接通输出MOSFET。通过把自动再启动占空比减小到典型值的4%，计数器能有效地限制TOpSwitch-FX的功耗，自动重启动作用连续工作直至输出电压通过闭合反馈环路重新进入受控状态为止。
图5注释：[1]为上电状态。[2]为正常工作状态。[3]自动重启动状态。[4]电源关断状态。
振荡器
内部的振荡器对内部的电容在两个设定的电压值之间进行线性的充电和放电，以产生脉宽调制器死需的锯齿波电压，并送往脉冲宽度调制器，在每个周期的始点，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。
额定开关频率选择在132kHz，可使电源的效率最高，而低于150kHz电磁干扰频率(EMI)亦使电源的电磁干扰最小。频率引脚（仅限TO-220封装）与控制脚短接时可使开关频率减半为66kHz，这个特性在对噪声敏感的视频应用或高效率的待机模式中非常有用。如果与源极引脚想接，则开关频率为既定的132kHz。微调电流基准可改进振荡频率的精度。为使EMI电磁干扰电平更低，开关频率以250Hz速率（典型值）采用大约±4kHz抖动（频率调制），如图6所示。图28中的测量值显示了增加频率抖动后对EMI的改善效果。
脉冲宽度调制器
脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级的MOSFET，其占空比与注入控制脚的电流成反比。参见图4。该脚在RE两端产生一个电压误差信号（参见图2）通过一个典型截止频率为7kHzRC网络进行滤波，以降低电源电流中有MOSFET开关电磁噪声的影响，经滤波器输出的误差信号与内部振荡器的锯齿波想比较，产生一定占空比的波形。当控制电流增大时，战绩空比减小。由振荡器产生的时钟信号置位一关寄存器，从而关断MOSFET输出级。
最大占空比DCmax为固定的78%（典型值），如图8所示。当多功能引脚通过适当的电阻与直流高压正线相连时，随输入电增加，最大占空比可以从78%降至38%（典型值）。技术专区隔离式电源设计需要开发最好的拓扑中大功耗、低效稳压器散热问题，电源模块不可忽视！关于开关电源的相关知识开关电源EMC过不了？pCB画板工程师有不可推卸的责任！USBOTGVbus电源框图及应用方案
上一篇：CPLD在DSP系统中的应用设计
