使用追踪电源来提高信号链性能

本文阐述了直流偏置电源对敏感模拟应用中所使用运算放大器(opamp)产生的影响，此外还涉及了电源排序及直流电源对输入失调电压的影响。另外，本文还介绍了一种通过线性稳压器（一般不具有追踪能力）轻松实施追踪分离电源的方法，以帮助最小化直流偏置电源带来的一些不利影响。

在许多运算放大器电路中，直流偏置电源会影响运算放大器的性能，特别是在与高位计数模数转换器(ADC)一起使用或者用于敏感传感器电路的信号调节时。直流偏置电源电压决定放大器的输入共模电压以及许多其他规范。

在上电期间，必须协调直流偏置电源的顺序来防止运算放大器锁闭。这样会毁坏、损坏或者阻止运算放大器正常运行。本文解释了追踪电源对运算放大器的重要性，并介绍了一种利用通常不具有追踪能力的线性稳压器轻松实施一个追踪分离电源的方法。

给一个运算放大器供电有两种常见方法。第一种也是最简单的一种方法是使用一个单一正电源，如图1(a)所示。第二种方法是使用一个分离（双）电源（如图1(b)所示），其同时具有一个正电压和一个负电压。这种分离电源在许多模拟电路中都非常有用，因为它允许包括零电压电位的输入信号或者在正与负之间摇摆的输入信号。

图1运算放大器供电选项

不管使用哪一种方法，输入共模电压都由电源电压决定。输入共模电压只是两个电压的算术平均数。方程式1可用于计算输入共模电压，其中VP为正电压轨的值，而VN为负电压轨的值。

就一个单电源系统而言，VN始终为零，因为运算放大器的负电源轨连接到接地电位。

利用图1所示数值，单电源运算放大器具有一个7.5V的输入共模电压，而分离电源运算放大器有一个0V的输入共模电压。

一些运算放大器可以工作在单电源结构也可以工作在分离电源结构中。一些运算放大器甚至可以同非对称分离电源（VP大小与VN不等）一起工作。所有情况下，设计人员都需要验证运算放大器是否能够支持期望的电源配置结构。

另外，许多运算放大器都具有使用分离电源的特点。因此，如果一个运算放大器专为单电源结构中分离电源运行而设计，则可能会存在一些性能差异。

使用对称分离电源时，正负电压必须互相追踪，特别是在电路初次上电时。追踪电源是一种调节其输出电压至另一个电压或信号的电源。对于大多数运算放大器而言，正电源电压与负电源电压始终应该大小相等而极性相反。

另外，您也可以对负电源进行调节，使其与正电源大小相等而极性相反。两种方法都会产生相同的上电波形。

如果两个电源并非大小相等而极性相反，则运算放大器可在上电期间锁闭。锁闭可能会毁坏、损坏或者阻止运算放大器正常运行。

图2显示了一个典型运算放大器电源电路的示意图。此处，一个开关电源提供一个正18V和一个负18V。两低压降(LDO)线性稳压器进一步将18V调节至15V。该LDO一般安装在电源和运算放大器之间，旨在降低开关电源产生的高频开关噪声。LDO具有较高的电源抑制（以比率表示，PSRR），其减弱了宽带频率下LDO输入的噪声。

图2运算放大器的典型电源结构

这样可帮助向运算放大器提供低噪声电源。运算放大器还具有自己的PSRR，其一般在80dB以上。然而，运算放大器仅在数千赫兹带宽时具有高PSRR，因此LDO用于提供高达数百千赫兹带宽的高PSRR。

图2所示电路本身没有追踪能力。在上电期间，无法保证每个LDO与另一个LDO大小相等而极性相反。上电期间每个LDO的输出电压都由所有软启动电路、限流、负载电容、负载电流以及输入电压决定。

因此，在启动时两个电压大小不同而极性也不相反是有可能的。另外，LDO上电并提供稳态的DC输出以后，它们仍然有可能大小不等，因为每个LDO都具有其自己的输出电压精度，而且反馈电阻会因其容差而稍微不同。

除上电期间的锁闭问题以外，如果每个电源的最终工作DC电压随时间而变化，则电源会对系统性能产生影响。电源输出会因线电压、负载电流变化和温度变化而不同。电源输出会在其精度规范内有所不同，其一般为额定输出电压的3%到5%。

尽管这些电源电压的变化很小，但却会改变运算放大器的输入共模电压点，其通常被建模为运算放大器输入的额外补偿电压。因为运算放大器有高PSRR，因此建模补偿电压等于输入共模电压变化值除以运算放大器的PSRR。方程式2可用于计算电源变化引起的运算放大器输入的补偿电压。

方程式2所示PSRR以分贝表示，其可在大多数运算放大器产品说明书中找到。方程式2给出了以运算放大器输入为参考的补偿电压。用方程式2所得结果乘以运算放大器增益，运算放大器输出可参考补偿电压。

由于运算放大器的PSRR进一步降低了电源的微小变化，因此您可能会错误地得出如下结论：电源电压的微小变化在系统中影响极小或者没有影响。作为一个定量举例，我们可对一个全差动运算放大器进行分析，其将信号缓冲至一个24位ADC。

图3显示的是一个使用全差动运算放大器的简化示意图，例如：OPA1632，其配置为一个为24位ADC（例如：ADS1271）提供信号的单位增益缓冲器。该电路是ADC评估电路板的简化示意图。运算放大器由LDO供电，其线压、负载和温度精度为3%。LDO的输出电压针对15V标称值进行配置。

图3计算补偿误差影响的示例电路

如果每个LDO的输出电压均恰好各是+15V和-15V，则共模输入电压刚好为0V。就本例而言，如果零伏在其输入上，则我们自ADC读取零计数。那么，电源大小相等而在运算放大器输入上没有信号的情况下，您会从ADC读取零计数。

然而，假设正电压LDO输出增加3%，仍然没有超出LDO规范。使用15V输出时，这3%的变化等同于电源电压从450mV上升到15.45V。根据数据表，运算放大器的典型PSRR为97dB。

方程式2现在可用于计算运算放大器输入的失调电压。在运算放大器输入有一个额外的3.178V失调电压。由于运算放大器被配置为一个单位增益缓冲器，因此该3.178V也存在于输出，并施加于ADC。ADC的满量程输入范围为2.5V，因此每个ADC位相当于298nV。

使用电源产生的补偿电压，ADC现在读取11个计数，而非零计数。电源在读取ADC计数中引入了一个DC补偿误差。该误差会因LDO输出电压而不同，而LDO输出电压又随时间、温度、负载电流和输入电压而变化。这便使得这种误差难以通过校准去除掉，也让ADC的低四位变得不确定。

提高LDO追踪和精度（或者漂移）性能的一种简单方法是将图2所示电路修改为图4所示电路。附加放大器U1和四个电阻需要针对2增益进行配置。额定值条件下，R3和R4之间的节点应为零伏。因此，R1的值必须等于R2，而R3的值必须等于R4。

图4添加追踪的电路。

图2中，每个LDO的反馈网络都连接至接地。图4中，反馈电阻连接至接地，且由U1的输出驱动。现在，如果任何电源改变其输出电压，则差异出现在U1的非反相输入上，并被增益至原来的2倍。由于U1的输出同时驱动两个LDO反馈网络，因此同时对两个LDO实施校正以强制其输出大小相等。

必须注意图4所示电路。U1的输出可驱动至接近或者等于为U1供电电源轨的电压。如果使用输入源的18V为U1供电，则输出可驱动至高达18V的电压。该18V输出应用于LDO的反馈引脚，其可能超出其绝对最大电压额定值。我们可以添加钳位二极管，在LDO的高动态负载环境下、短路条件下或者上电期间保护LDO反馈引脚。

图5显示的是加装追踪电路和保护二极管的LDO示意图。为了让示意图更易于理解，U3的每个电源轨的10F旁路电容器都已脱去不用。

图5带电压保护的LDO追踪电路

图5所示电路使用一个如TPS7A3001等可调节、负输出电压LDO线性稳压器，以及如TPS7A4901等可调节、正输出电压LDO。U3、R7-R10和C3均为增加的组件，用于追踪。R1、R2、D1-D5均为增加组件，用于将反馈引脚的电压控制在其各自产品说明书额定的绝对最大电压范围内。

所有其他组件一般都是为了支持LDO，例如：输入和输出电容以及反馈电阻。所示LDO可支持36V范围的输入电压，但由于TLE2141运算放大器的建议电压极限，该电路的输入电压降低至22V。可以选择更高电压的运算放大器，以覆盖LDO完整的36V输入范围。

在两种LDO反馈控制方案中，追踪电路都形成了一个附加电压环路。所增加的运算放大器U3的带宽需要由C3降低，以维持系统稳定性。U3带宽需要至少为最低LDO电压环路的1/10。这就意味着U3一般只会有几千赫兹的带宽。因此，它将不会加到系统的高频PSRR。LDO的PSRR主要决定系统的高频PSRR。

总结

本文的讨论明显地说明了DC偏置电源如何影响运算放大器的一些性能参数。使用本文提供的方程式，可实际测得和计算得到这些影响的大小，以确定其在模拟系统中的影响。此外您还可以了解到，添加一些附加组件来为运算放大器构建一个追踪电源可以减少输入补偿电压的多少，可以建立正确序列来减少锁闭问题的发生，还可以提高用于运算放大器DC偏置电源的线性稳压器的整体电压精度。