三相交错式双向DC／DC储能电池变流器的研究

摘要：大功率双向DC／DC变流器是电力储能系统的重要环节，三相交错技术的引入克服了传统单相DC／DC变流器的缺点。实验结果表明，三相交错式双向DC／DC变流器应用于电力储能系统能获得较好的电压、电流波形，为电网及储能系统的安全稳定运行供应了保障。

关键词：变流器；三相交错；电力储能

1引言

随着大容量电池储能技术的发展，化学电池电力储能系统成为解决电力系统电能供需矛盾、改善供电质量、提高电网安全和稳定性以及实现电网可持续发展的全新途径。其中双向变流器肩负着电池充电及电能回网的重任，是储能系统的关键设备之一，其输出电压电流的质量对化学电池的安全性能、使用寿命及电网的稳定运行起着至关重要的用途。

传统大功率双向DC／DC变流器采用单相运行模式，对变流器容量、效率及输出电能质量的提高有一定限制用途。在此提出一种基于数字控制的三相交错式双向DC／DC储能变流器控制方法。该控制器采用DSp和FpGA联合控制模式，实现DC／DC变流器的三相交错运行，有效地改善了系统的工作效率和输出电能质量，减小流经各相电感的电流峰峰值及平均电流值，从而减小了开关管的电流应力。另外，三相交错DC／DC变流系统与有源逆变系统结构一致，两套系统同时基于pEBB模块构建，利于实现系统模块化结构。

电力储能系统中蓄电池的充电方式一般有恒压限流、恒流限压、先恒流后恒压等模式。无论选用哪种模式，在充电初期及后期都存在充电电流过大或过小的问题，假如电流纹波过大则会对某些电流纹波敏感型蓄电池出现危害。当蓄电池放电时，变流器工作在Boost模式，电路中电感的充放电用途必然造成蓄电池输出电流纹波的出现。采用三相交错技术构建的变流器可以有效减小蓄电池充放电电流纹波，进而减小电流纹波对某些类型蓄电池的危害。

2三相交错式双向DC／DC储能变流器

在此采用以pEBB模块为基本单元的三相交错拓扑结构，如图1所示。系统采用DSp与FpGA联合控制方式，变流器电压电流信号经DSp采样形成反馈信号，与给定信号比较后经过pI运算单元得到pWM占空比，DSp出现的pWM驱动信号经FpGA移相后送至pEBB模块，驱动功率管的开断。虚线框内，pEBB模块由6个功率开关管和6个功率二极管组成，并形成三相桥臂并联连结结构。当变流器工作在单相模式时，6个功率开关管只有一个处于一定频率的开关状态，其他5个处于闲置状态：当变流器工作在三相交错模式时，Buck电路中3个上管交替导通，3个下管处于关闭状态，Boost电路中3个下管交替导通，3个上管处于关闭状态。

假设变流器工作在单相Buck模式时单个功率管的开关周期为T，该功率管pWM驱动波形的占空比为D，输入电压为Ui，输出电压为Uo，电感值为L。变流器稳定工作状态下，当功率管VS开通，二极管VD关断时，L处于充电状态，则电感电流正向变化量为：

当VS关断，VD开通时，L处于放电状态，则电感电流负向变化量为：

三相交错模式下，保持与单相模式相同的输入输出，并保持功率管的开关频率不变，3个功率管交替导通且互差120°，设其驱动波形占空比分别为D1，D2，D3。当VS1导通时，电感L1处于充电状态，电感电流正向变化量为：

式中：t0为VS1关断时刻；t1，t2为VS2开通与关断时刻；t3，t4为VS3开通与关断时刻。

变流器稳态工作时，△iL1+=△iL1-，则有：

Uo／Ui=D1+D2+D3=D(6)

为了便于pWM驱动波形的移相设计，取D1=D2=D3=D／3。当VS2，VS，开断及Boost模式下结论相同。三相交错变流器工作在Buck模式时，3个桥臂的工作时序如图2a～c所示。前T／3，VS1以D／3开断；中间T／3周期，VS3以D／3开断；后T／3，VS5以D／3开断。当功率管开通时，Ui直接加在输出端，当功率管关断时，功率二极管实现续流用途。同理，三相交错变流器工作在Boost模式时，3个桥臂工作时序如图2d～f所示。

该系统设定Buck模式对蓄电池充电，Boost模式蓄电池放电。如图2所示，三相交错Buck模式下，变流器对蓄电池充电，假设充电电流为恒定I，流经3个电感的平均电流分别为IL1，IL2，IL3。由于三相桥臂采用并联结构，有I=IL1+IL2+IL3，在三相电路结构完全相同的情况下，有IL1=IL2=IL3=I／3，而单相模式时相同的充电电流下iL=I。Buck模式下，电感电流纹波系数计算式为：

式中：d为开关管驱动波形的占空比；fs为开关频率。

由上述可知，三相模式下的fs与单相相同，d=D／3，电感电流为单相模式的1／3，可得ri不变，电流纹波为单相模式的1／3。因此，在相同频率及电感等运行条件下，较单相模式DC／DC变流器，三相交错模式DC／DC变流器流经电感的电流较小，且三相电流波峰互差120°，叠加后总电流纹波减小。同样，三相交错Boost模式下，蓄电池处于放电状态，放电电流等于三相电感电流之和，放电电流纹波及电感电流都比单相模式小。

3三相交错pWM驱动波形的出现方式

该变流器数字控制系统采用DSp作为主控器，通过配置DSp内部事件管理器(EV)的各寄存器，可出现6路互不干扰的pWM驱动波形。双向

DC／DC变流器可工作在独立pWM和互补pWM两种模式下，在此选择独立pWM工作方式。即当系统工作在Buck模式时，仅上桥臂功率管工作，所有下桥臂功率管可靠关断；当系统工作在Boost模式时，仅下桥臂功率管工作，所有上桥臂功率管可靠关断。由于EV基于同一个时钟信号出现pWM驱动波，各pWM波同相位，要经过移相才能应用于三相交错变流器系统。在此采用FpGA内部FIFO存储器实现pWM波形移相功能。

在QuartusⅡ中，FIFO模型可用MegaWizard创建，也可用HDL代码创建，两种创建方式实际都是对存储器进行参数配置的过程，在此选用

VHDL语言创建该模型。该系统设定功率管开关频率为5kHz，因此DSp应出现周期为200ms的pWM驱动波形，对其进行60°和120°移相，实际就是进行200／3ms和400／3ms的延时。选用频率为33MHz的FpGA，FIFO数据读入读出的频率直接使用系统频率，若要出现200／3ms的延时，FIFO压栈深度应该为2200，若要出现400／3ms的延时，FIFO压栈深度应该为4400，因此配置FIFO最大压栈深度为8192，对应地址宽度为13。系统Boost，Buck驱动波形相互独立，FIFO位宽设置为2，分别实现Buck与Boost驱动波形的移相。

配置两个FIFO模型FIFO1与FIFO2，分别设置两个计数变量，使得FIFO1读使能滞后写使能2200个系统时钟周期，则出现60°波形移相；使得FIFO2读使能滞后写使能4400个系统时钟周期，则出现120°波形移相。最后要对FIFO模型进行端口映射，其输入映射到DSp的pWM输出端，输出映射到pEBB模块驱动输入端，复位信号端映射到DSp输出移相使能端。当输出使能端有效时，FpGA对三相驱动波形进行相应移相，系统工作在三相交错模式；当输出使能无效时，FpGA直接输出一相原始波形，系统工作在单相模式，如此可以轻松实现两种模式的切换。

4实验结果及分析

根据上述模型搭建实验平台，pEBB选用IGBT模块。直流输入由三相调压器通过三相整流桥整流得到，Boost模式下模拟蓄电池放电；负载为50Ω大功率电阻，Buck模式下模拟蓄电池充电。

图3示出系统Buck模式下三相pWM波形移相QuartusⅡ仿真结果与实测结果。分析波形可知，三相驱动波互差60°，误差在30ns以内，完全符合设计要求。

图4a，b为系统Buck恒压模式下工作于单相模式和三相模式时的实验波形。其中Uo，Io分别为变流器输出直流电压电流，iL为电感电流，Ibat为电池侧输出电流。两种模式工作在相同参数下，输入直流电压300V，Buck输出直流电压200V，输出电流4A。图4c，d为系统Boost恒压模式下工作于单相模式和三相模式时的实验波形。两种模式工作在相同参数下，输入直流电压100V，Boost输出直流电压200V。

分析实验波形可得单相模式与三相模式下，双向DC／DC储能变流器的输入输出电压电流峰峰值、纹波系数，电感电流峰峰值、平均值、纹波系数如表1所示。

比较三相系统与单相系统数据，Buck模式下，由于滤波电容的用途，两系统输出电压电流纹波相差不大，三相系统略小于单相系统，三相系统下的iL峰峰值远小于单相系统，iL平均值约为单相系统的1／3；Boost模式下，三相系统输出电压纹波较小，三相系统电池侧输出电流峰峰值较小，电池侧输出电流纹波系数约为单相系统的1／3，三相系统下的iL峰峰值远小于单相系统，iL平均值约为单相系统的1／3。

实验结果证实，与单相模式相比，在运行条件相同的情况下，三相交错双向DC／DC变流器有如下优点：①输入输出电流平均分配到3对桥臂上，减小了开关管的电流应力，防止了开关管、输出电感等器件过于疲劳，发热过于集中等问题；②由于3对桥臂交替导通，输入输出电流相互叠加且互差1200°，电流纹波大大减小；③由于各相中承担的电流减小，可以采用更为小型的输出电感，提高负载的瞬变应答能力。

5结论

基于DSp与FpGA联合控制方式，结合pEBB模块，实现双向DC／DC储能变流器的三相交错运行模式。实验结果表明，该方式可以有效减小系统输出电压电流纹波，改善电能质量，使得电力储能系统综合性能大大提高，适应不同储能电池的能力大大增强。